逆變電源的設計精選(九篇)
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第1篇：逆變電源的設計范文
引言
本文所描述的交流穩流逆變電源應用于低壓電器長延時熱脫扣試驗，適用于對斷路器、熱繼電器等低壓電器作長延時特性的校驗和測試。為保證溫升試驗的準確性，測試正弦電流必須穩定、精確。根據國家標準GB14048.2－94要求，長延時熱脫扣試驗的電流誤差≤±2％，正弦波失真度<5％。
目前國內大多數采用的長延時熱脫扣試驗方案是通過變壓器直接對斷路器施加一個電壓以獲得測試電流[1]。在測試過程中，由于電網電壓的波動、載流電路中引線電阻變化、負載本身電阻發熱變化，使測試電流隨之變動，難以滿足國家標準的要求。本文介紹了一種新型的交流穩流逆變測試電源，具有工作穩定可靠、輸入功率因數高、輸出精度高、波形失真度小、效率高的優點。
1 交流穩流逆變電源體系結構
功率主電路采用AC/DC/AC結構，如圖1所示。前級為功率因數校正（PFC）電路，由Boost變換器構成，用于提高網測功率因數、降低網側電流的THD值，并為逆變部分提供一個合適的直流母線電壓。后級的全橋逆變電路完成正弦波逆變、快速調壓穩流功能。逆變輸出的高頻SPWM波經過LC濾波，得到平滑正弦波。由于負載電阻小，電壓低，電流大（15～160A連續可調），采用升流變壓器進行降壓增流，可以使逆變電路主開關管的選取容易許多。由圖1中可以看出，該逆變器實際上是一個電壓型電流源，即通過對逆變橋輸出電壓的快速調節來實現恒流輸出。
交流穩流源采用全橋SPWM逆變電路，并工作于倍頻單極性模式下，這樣逆變橋在不增加開關損耗的情況下，其輸出電壓的頻率比開關頻率再提高一倍，而且諧波含量較小，可以簡化輸出LC濾波電路，也有利于減小波形的失真度。
數字部分由MCS－51單片機電路組成，具有兩個功能：其一，作為人機接口界面，帶有鍵盤輸入和液晶顯示模塊，實現給定值設定、負載電流顯示等功能；其二，單片機與控制電路接口，實現標準正弦波的給定、逆變電路的軟啟動、電路時序控制、負載檢測等諸多功能。
2 逆變電路控制系統的建模與分析
交流穩流逆變器的負載是純阻性負載，增流變壓器和負載可視為一等效電阻R。則逆變器輸出濾波電感L、濾波電容C和R構成二階振蕩環節，其阻尼比為
滿載時R最大，ξ最小，系統最不穩定；而輕載時R變小，ξ變大，系統較易穩定；所以，閉環穩定性的設計主要考慮R較大時的情況。
本文中采用了帶有電感電流瞬時值反饋的雙環控制策略，這是因為電感電流等于電容電流與負載電流之和，一方面可對輸出電壓進行超前控制，以取得比較好的動態特性；另一方面電感電流中包含了負載電流，在輸出負載極小的情況下，也能對輸出電流進行有效控制[2][3]。穩流源逆變器的控制系統原理圖如圖2所示，由小信號模型獲得的傳遞函數框圖如圖3所示。
由圖3可知，系統的開環傳遞函數為
系統的閉環傳遞函數為
則開環系統的零、極點分布為
式中：R為等效負載電阻；
KiR為外環反饋系數；
KiL為內環反饋系數；
n為輸出變壓器原副邊變比；
Km為全橋逆變電路放大系數；
Ka為內環比例補償增益；
Kp＋1/τs為外環PI補償傳遞函數。
由式（6）可知，當R<L/(KiLKaKmC＋)，（此式可通過設計保證）時，此時等效負載電阻R較小，系統極點sp2,3分布在負實軸上，系統的根軌跡如圖4所示（R1，R2對應的根軌跡）；當R>L/(KiLKaKmC＋時，此時等效負載R較大，系統極點sp2,3為一對共軛復數，系統根軌跡如圖4所示（R3，R4對應的根軌跡）。根軌跡的漸近線σa=。對于無電感電流瞬時值反饋的系統，其根軌跡如圖5所示。可以看出，根軌跡以虛軸為漸近線趨向于±∝，相應在控制上必會引起輸出電流的振蕩，系統不易穩定。而引入電感電流反饋后，根軌跡如圖4所示，系統的穩定性增強，動態性能也得以提高。
在不同負載條件下式（2）和式（3）對應的波特圖分別如圖6和圖7所示。由圖6可以看出，系統是穩定的，并且系統的相位余量>50°。由圖7可以看出，系統的幅值響應接近1/KiR，在50Hz的頻率處，輸出電流和給定電流信號之間的相移幾乎為零，因此，輸出電流能很好地跟隨參考信號。高的轉折頻率和寬的頻帶能保證系統具有良好的動態性能。
3 一些其它的設計考慮
作為電流源必須考慮輸出開路的情況。由于本文中的交流穩流源實質上是一個電壓型電流源，即通過快速調節輸出電壓來實現輸出穩流。當輸出開路時，輸出電壓會迅速上升到到直流母線電壓附近，而不會像電流型電流源那樣升得很高。盡管如此，負載開路時，輸出電壓仍會迅速上升，并引起輸出電壓以LC諧振頻率進行振蕩，這兩者均會導致輸出波形嚴重畸變；此外，當輸出負載重新接上時會引起輸出瞬態過流。因此，系統必須進行過壓保護，當輸出電壓超過設定值時迅速切斷逆變器輸出。
圖8
眾所周知，在SPWM全橋逆變器中必然存在著直流偏磁，會導致鐵心飽和，不僅加大了變壓器的損耗，降低了效率，增大了噪聲，嚴重時會導致勵磁電流迅速增大，使功率開關管因過流而損壞。本文采用如圖8所示的糾偏電路來抑制直流偏磁，即由LEM器件采樣逆變輸出濾波電感電流，檢出直流電流分量，與零電壓比較得到誤差，積分后疊加到正弦給定上，實時校正變壓器的直流偏磁。其優點在于與電感電流反饋共用一個檢測器件，節省費用；當發生直流偏磁時，變壓器勵磁電流以指數規律迅速增大，比檢測電壓糾偏的方法靈敏。
4 實驗結果
交流穩流逆變電源的規格和控制電路參數如表1所列。逆變器最大輸出電流20A，經輸出變壓器增流后可達200A，以滿足對低壓電器的大電流測試要求。
表1 穩流逆變電源的規格和參數
參數
數值
輸入電壓Vd
380V
輸出電流io（可調）
0～20A
最高輸出電壓Vom
250V
滿載功率
5000W
輸出頻率
50Hz
開關頻率
20kHz
S1～S4
1MB150N－060
變比n
10
L
5mH
C
5μF
KiL
0.2
KiR
0.025
Ka
3
Kp
5
Km
100
τ
第2篇：逆變電源的設計范文
關鍵詞：礦用；三相逆變；SPWM
中圖分類號：TM464 文獻標志碼：A 文章編號：2095-2945（2017）20-0102-03
1 概述
煤礦井下施工過程中，經常需要進行設備的拆裝、搬運、檢修、維護，需要臨時用電。然而，煤礦井下的供電通常是由井下中央變電所通過敷設輸電線路供給電能的方式實現，這種供電方式只適用于設施固定、長期運行的場所。因此，煤礦井下迫切需要一種無需敷設供電線路的移動逆變電源，能夠滿足臨時工作場所的照明和電動工具的使用。本文設計了一款礦用移動式三相逆變電源，可以提供容量2KVA的三相交流50Hz、127V電源，能夠應用于井下部分區域的照明和煤電鉆用電，為井下施工及意外事故提供臨時用電，彌補了當前井下集中供電方式的輸電線路長、安裝周期長等不足。
2 系統方案設計
礦用移動式三相逆變電源的電路構成如圖1所示，由大容量鋰電池模塊組、三相逆變主電路、逆變控制電路、人機界面和電池電壓檢測、交流輸出檢測電路組成。
鋰電池選用磷酸鐵鋰電池模塊，標稱電壓48V，標稱容量100Ah。5組電池組模塊串聯連接，鋰電池組總輸出直流電壓為240V，作為三相逆變主電路的輸入。
逆變主電路使用智能功率模塊IPM，選用FUJI electric的IGBT-IPM模塊6MBP30RH060，這款IPM模塊內部集成6組絕緣柵雙極型晶體管（IGBT，Insulated Gate Bipolar Transistor）及其驅動電路，額定電流30A，耐壓600V，內部集成了過電流保護（OC）、短路保護（SC）、控制電源欠壓保護（UV）、過熱保護（管殼過熱TcOH、芯片過熱TjOH）等保護電路，且可通過向IPM相連的MCU輸出報警信號（ALM），確保系統停止工作。
逆變控制電路采用低功耗單片機作為控制核心，檢測鋰電池組電壓和三相逆變主電路輸出的電壓、電流，運行PID調節算法程序，控制三相純正弦波逆變器專用芯片EG8030的輸出SPWM，對三相逆變主電路的逆變過程實施控制，得到符合要求的三相交流電。
3 EG8030的特性
3.1 EG8030性能特點
EG8030 是一款功能完善的自帶死區控制的三相純正弦波逆變發生器芯片，采用CMOS 工藝，+5V單電源供電，外接16MHz晶體振蕩器，可選四種載波頻率，能產生高精度、失真和諧波都很小的三相SPWM信號。芯片具備完善的采樣機構，能夠采集電流信號、溫度信號、三相電壓信號，可實現輸出穩壓，還具有死區時間控制、軟啟動、相序反轉、相序清零等功能以及過壓、欠壓、過流、短路、過熱等保護功能。
3.2 EG8030的引腳功能
引腳如圖2所示：
3.3 EG8030的工作模式
EG8030具有四種工作模式：分別是三相同步開環調壓模式、三相同步閉環穩壓模式、三相獨立開環調壓模式和三相獨立閉環穩壓模式。其中三相獨立閉環穩壓模式是EG8030的一種測試模式。
三相同步開環調壓模式是EG8030最簡單的一個工作模式。只需提供一個比較穩定的高壓直流電源和一個三相輸出濾波器，即可調節VOLADJ 腳上的電壓使輸出電壓達到目標值。
三相同步閉環穩壓模式是EG8030的推薦應用模式，適用于對輸出電壓有精度要求的場合。在這種工作模式下，芯片采樣AVFB、BVFB、CVFB腳上的反饋信號并取平均值得到當前三相的平均反饋電壓，再經過內部PI調節器運算得到三相SPWM的調制深度MA、MB、MC，且MA=MB=MC，同步調節三相輸出。
三相獨立開環調壓模式EG8030的另外一種開環工作模式。用戶通過調節AVFB、BVFB、CVFB腳上的電壓獨立控制三相SPWM的調制深度MA、MB、MC。
4 移動式三相逆變電源的電路設計
4.1 逆變主電路
逆變主電路選用的6MBP30RH060型IGBT-IPM智能功率模塊，內部集成6組IGBT器件及其驅動電路，內部結構如圖3所示。直流輸入端口與鋰電池模塊組連接，上橋臂驅動電路電源為三組獨立的+15V DC隔離電源，下橋臂驅動電路共用一組+15V DC隔離電源；上、下橋臂PWM輸入端與逆變控制電路的6路SPWM脈沖信號接入；報警輸出端口經光電隔離后與逆變控制電路的通用輸入/輸出接口相連。
4.2 逆變控制電路
本設計中，采用EG8030的三相同步開環調壓模式，由單片機通過D/A輸出，控制調制深度控制引腳（Pin8：VOLADJ），D/A輸出的0～5V直流電壓線性對應著0～100%的SPWM波的調制深度，調制深度的數值大小影響著逆變器的交流輸出電壓。如式（1）所示：m代表調制深度，VACRMS代表逆變器輸出交流電壓的有效值，VDC代表電池組的直流電壓。
單片機采用NXP公司的P89V51RD2，運行速度達36MHz，支持12時鐘或6時鐘模式，片上集成1kB SRAM和64kBFlashROM，擁有4個8位并行通用輸入輸出口、3個16位定時計數器。該款單片機無模擬量輸入輸出功能，本設計通過I2C總線外接擴展芯片PCF8591。PCF8591是一款8位A/D和D/A轉換芯片，采用2.5V～6V單電源供電，采樣速率取決于I2C總線的傳輸速率，支持最多4路A/D通道和1路D/A通道，模擬輸入可配置成4路單端輸入、3路關聯的差分輸入、2路單端和1路差分輸入、2路差分輸入等四種模式。
P89V51RD2檢測鋰電池組直流電壓，逆變器輸出的交流電流、電壓，運行PID算法程序，根據結果調節D/A輸出電壓，從而改變SPWM波調制深度，得到穩定的逆變三相交流電輸出。
4.3 光電隔離與驅動電路
EG8030的SPWM脈沖輸出為推挽式輸出端口，其灌電流能力達20mA，拉電流能力僅為5mA。接線時將SPWM脈沖輸出引腳與光電耦合器一次側發光二極管的陰極相連，SPWM脈沖電流由電源流出經發光二極管灌入EG8030。光電耦合器的輸入側提供的正向電流If足夠大，降低了光電耦合器輸出側出現誤動作的可能性。
5 逆變器軟件設計
主程序流程圖如圖5所示。
本設計的SPWM脈沖序列由專用三相逆變控制芯片EG8030自主生成的，單片機無需參與。逆變控制電路中單片機的主要任務是實時檢測鋰電池組電壓、逆變主電路輸出的交流電流和電壓，動態計算調制深度參數，進而設定EG8030的運行特征數據，維持和保障整個三相逆變器的正常工作。
6 結束語
按照上述方案設計的三相逆變電源，集成化程度高、電路簡單、運行穩定可靠，與當前IGBT+驅動電路+數字信號處理器DSP的逆變器設計相比較，硬件電路和軟件編程得以大大簡化。該逆變器作為井下臨時施工的便攜電源、應急場合的備用電源進行了測試并取得良好效果。
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第3篇：逆變電源的設計范文
關鍵詞： ATmega8； TL494； 逆變器； 正弦波
中圖分類號： TN710?34； TP271 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）08?0149?04
0 引 言
在風電行業中，經常需要在野外對風機進行維修，這時必須為各類維修工具和儀器進行供電。因此，設計一種便攜式、低功耗、智能化的正弦逆變電源來為這些設備供電是十分必要的，可大大提高維修風機的效率。本文正是基于這種情況下而設計的一種基于單片機的智能化正弦逆變電源。
1 正弦逆變電源的設計方案
本文所設計的逆變器是一種能夠將 DC 12 V直流電轉換成 220 V 正弦交流電壓，并可以提供給一般電器使用的便攜式電源轉換器。目前，低壓小功率逆變電源已經被廣泛應用于工業和民用領域。特別是在交通運輸、野外測控作業、機電工程修理等無法直接使用市電之處，低壓小功率逆變電源便成為必備的工具之一，它只需要具有一塊功率足夠的電池與它連接，便能產生一般電器所需要的交流電壓。由于低壓小功率逆變電源所處的工作環境，都是在荒郊野外或環境惡劣、干擾多的地方，所以對它的設計要求就相對很高，因此它必須具備體積小、重量輕、成本低、可靠性高、抗干擾強、電氣性能好等特點。
針對這些特點和要求，研究一種簡單實用的正弦波逆變電源，以低價實惠而又簡單的元器件組成電路來滿足實際要求，定會受到市場的普遍歡迎。當前，設計低功率逆變電源有多種方案，早期的設計方案是直接將直流電壓用關管進行控制，在50 Hz方波的作用下，產生220 V的方波逆變電壓。
但隨著用電設備對逆變電源性能的要求不斷的提高，方波逆變電源在多數場合已被淘汰，而正弦波逆變器的應用已成為必然趨勢?，F在，市場上低功率正弦波逆變電源的主要設計方案有3種。
1.1 一次逆變的正弦波逆變電源
該方案也是將要逆變的直流電壓直接加到關管上，然后采用數十倍于50 Hz的正弦化脈沖寬度調制脈沖串對開關管直接進行驅動，之后對輸出的電壓實行“平滑”處理，進而獲得類似于正弦波的連續變化的波形，這種方法的優點是電路一次逆變，高效而簡單、但變壓器過于笨重，沒辦法滿足體積小，重量輕的要求。
1.2 多重逆變的正弦波逆變電源
該方案是將驅動開關管的50 Hz信號，分成若干相位不同而頻率相同的驅動信號，分別驅動各自的開關管，使得各自的輸出電壓也錯開一定的相位，然后再進行疊加處理，輸出多階梯的階梯波再進行濾波就能輸出所需的正弦波電壓。此種方案電路較為復雜，一旦有一組開關管失效，輸出的波形就有很大的失真。
1.3 二次逆變的正弦波逆變電源
隨著高頻開關管技術的日趨成熟，逆變電源的電路設計趨向于先變壓，后變頻，即先將直流電壓轉為高頻交流電，再將高頻交流電轉換為50 Hz的正弦交流電源，其原理框圖如圖1所示。
由于開關管的價格低廉，因此組成圖1的單元電路性價比高，當前市場上以此種設計方案來生產低功率逆變電源的居多[1]。
2 基于單片機控制的正弦波逆變電源
在以上列舉的三種逆變電源設計方案當中，以二次逆變的正弦波逆變電源為佳。按照這種思路，早期的具體電路解決方案多采用PWM控制芯片如TL494，SG3524，SG3525A等，以固定的頻率去控制DC?DC和DC?AC部分的開關管，并采用修正電路對輸出的波形進行修正，以期達到正弦波的要求。但這種純PWM芯片控制的電路，對于元件的老化、發熱、受到干擾等情況無法自動加以修正，或者修正能力差，往往使得在實際的應用當中經常出現電路故障。隨著單片機技術的發展，設計人員不斷想將單片機引入到正弦逆變電源的控制當中，但對于高頻部分的控制，低成本的單片機完成不了這個功能，高成本的單片機又會降低性價比，故本文提出了另外一種設計方案，就是采用低廉的ATmega8單片機，配合TL494，IR2110和開關管，構成一個體積小，成本低，控制能力強的正弦波逆變電源，其方框圖如圖2所示。
由圖2可見，整個系統主要由ATmega8單片機進行控制，TL494和IR2110是否工作，全由單片機根據反饋信號作出調整。高頻開關管及驅動輸出部分采用單相全橋逆變電路構成。具體工作原理是采用ATmega8單片機作為系統控制的核心，利用TL494能產生高頻PWM信號的功能，通過單片機對其脈沖寬度進行控制并輸出，以控制高頻開關管組成的全相逆變電路，將低直流電壓逆變成為高壓方波，并通過整流濾波之后，送到驅動輸出全橋逆變電路，由單片機控制IR2110輸出工頻驅動信號，控制輸出驅動電路輸出50 Hz，220 V的正弦交流電壓[2]。
3 主要電路的具體設計
整個逆變系統的核心主要由單片機控制電路與檢測電路、DC/DC變換電路、DC/AC輸出電路組成。
3.1 DC/DC變換電路
如圖3所示，由TL494組成了高頻脈沖輸出電路，該電路采用了性能優良的脈寬調制控制器TL494集成塊。該集成塊內含+5 V基準電源、誤差放大器，頻率可變鋸齒波振蕩器、PWM比較器、觸發器、輸出控制電路、輸出晶體管及死區時間控制電路等。該集成塊的第5、6腳分別外接了C1和R6組成了RC振蕩電路，可促使TL494輸出頻率為100 kΩ左右的高頻脈沖方波信號，并由單片機的PD7引腳對圖中的DCDC端進行控制。通過控制第4腳的死區時間控制端，可調節輸出信號的占空比在0～49%之間變化，從而控制輸出端Q1PWM、Q2PWM的輸出，而P端、VCC端和VFB端則分別接收來自負載，高頻逆變輸出電壓、輸入電壓的反饋信號，與TL494內部的電路組成過壓、過載保護電路，形成逆變器的第一級安全保護網[3?4]。
如圖4所示為高頻電壓逆變電路，由4只IRF3205管構成全橋逆變電路，IRF3205采用先進的工藝技術制造，具有極低的導通阻抗，加上具有快速的轉換速率和以堅固耐用著稱的HEXFET設計，使得IRF3205成為極其高效可靠的逆變管。從輸入端Q1PWM，Q2PWM輸入的高頻脈沖串控制這4個管兩兩導通，對VIN輸入的直流低壓進行斬波，然后經升壓變壓器后，逆變成高頻交流方波，此時流通的電流為磁化電流，所以選取Philips公司生產的BYV26C超快軟恢復二極管組成了全橋整流電路，該管子重復峰值電壓為600 V，正向導通電流為1 A，其反向恢復時間30 ns，可以滿足電路的參數需求，整流后的電壓經濾波電路后輸出直流電壓260 V，送往DC/AC逆變電路，另外260 VDC經降壓處理后作為作為反饋信號輸入圖3中的VFB端，作為高頻逆變電壓的反饋信號。
3.2 DC/AC輸出電路的設計
DC/AC變換輸出電路采用全橋逆變單相輸出，其驅動輸入波形則由單片機輸出信號驅動半橋驅動器IR2110輸出工頻驅動信號，通過單片機編程可調節該輸出驅動波形的D
IR2110是IR公司生產的大功率MOSFET和IGBT專用驅動集成電路，可以實現對MOSFET和IGBT的最優驅動，同時還具有快速完整的保護功能，因此它可以提高控制系統的可靠性，減少電路的復雜程度。如圖6所示，HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅動脈沖信號輸入端。SD為保護信號輸入端，當該腳接高電平時，IR2110的輸出信號全被封鎖，其對應的輸出端恒為低電平；而當該腳接低電平時，IR2110的輸出信號跟隨HIN和LIN而變化，因此，在本系統中，兩片IR2110芯片的SD端共同接到單片機的PB0引腳，用于實時控制IR2110是否處于保護狀態。IR2110的VB和VS之間的自舉電容較難選擇，因此直接提供了15 V恒壓，使其能正常工作。
逆變正弦電壓輸出電路有兩種調制方式，一種為單極性調制方式，其特點是在一個開關周期內兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓，另兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，從而在很大程度上減小了開關損耗，但又不是固定其中一個橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個橋臂始終為高頻（載波頻率），而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而在后半周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態均衡，對于選用同樣的功率管時，使其使用壽命均衡，對增加可靠性有利。另一種為雙極性調制方式，其特點是4個功率管都工作在較高頻率（載波頻率），雖然能得到正弦輸出電壓波形，但其代價是產生了較大的開關損耗[1，5]。如圖6所示，本文的逆變輸出電路采用了單極性調制方式，這樣可以提高波形的平滑度，增加電路的可靠性。圖6中的PWM1～PWM2分別接收來自圖5的輸出驅動信號，驅動由4個具有500 V耐壓值的IRF840開關管組成的橋式逆變電路，將260 VDC逆變成220 V，50 Hz的交流電，經LC濾波后供給負載。圖6中的IFB端和ACV端，分別和為電流和電壓的采樣，送到單片機的PC4和PC5引腳進行A/D轉換，再由單片機將轉換果用于功率計算和電路保護之用[1，6]。
3.3 單片機電路及編程
本文采用的是Atmel公司生產的ATmega8單片機來進行控制的，它的工作電壓范圍寬，抗干擾能力強，具有預取指令功能。這使得其理速度快，引腳輸出電流大，驅動能力強，輸出的脈沖信號無需放大可直接驅動步進電機驅動模塊，端口全內置上拉電阻，均可作為輸入或輸出，具體情況通過編程靈活配置，基于以上優點，選擇ATmega8L單片機作為控制器，不僅可提高系統整體性能，也可簡化電路。
本文主要將它應用于整個系統的信號驅動， 溫度檢測，風扇控制，安全保護，數據顯示等。ATmega8單片機分別采集來自系統電路的溫度、電流、電壓，并根據這三個參數的情況分別控制啟動風扇散熱，控制是否輸出報警信號，控制SD端和DCDC端是否使系統處于保護狀態，QA1～QA4則是輸出50 Hz的驅動信號，具體的編程控制如圖7所示。當系統啟動后，單片機先檢查系統的溫度環境是否正常，不正常則啟動報警，并提示出錯代碼，如果正常則啟動高頻逆變電路工作，并檢測260 VDC是否正常，不正常則報警，正常則啟動正弦逆變電路工作，并一直檢測輸出的電壓電流是否正常，正常則輸出，不正常則報警。
4 結 語
綜上所述，基于ATmega8單片機控制的正弦波逆變電源的整體設計方案，可高效、便捷的為野外作業提供所需的交流電源，該電路目前已實驗成功并投入到實際的使用當中。實踐證明，本文設計出來的逆變電源具有體積小，重量輕，穩定可靠的性能。
參考文獻
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第4篇：逆變電源的設計范文
關鍵詞：地鐵車輛；輔助電源；節能
輔助電源系統是車輛牽引控制系統的重要組成部分。SIV為車輛客室空調機組及通風裝置、空壓機、電加熱器、交流照明等交流負載提供三相與單相交流電源；充電機為車載各系統控制電路、直流照明、電動車門及車載信號與通信設備提供直流電源并給蓄電池組充電。輔助電源系統工作的安全性、可靠性對車輛正常運營具有重要影響。在車輛設計的前期就需要對系統的構成、容量范圍、功能與性能要求等進行計算、分析和對比，選擇合適的系統及設備、合適的參數來構成最優的輔助供電系統，滿足車輛運營要求、降低系統的全壽命周期成本。
1、直接逆變方式
直接逆變輔助電源電路結構原理是地鐵車輛輔助逆變電源最簡單的基本電路結構形式。開關元器件通?？刹捎么蠊β蔊TO，IGBT或IPM。輔助逆變電源采用直接從第三供電軌受流方式，逆變器按V/f等于常數的控制方式，輸出三相脈寬調制電壓向負載供電。這種電路的特點是電路結構簡單、元器件使用數量少、控制方便，但缺點是逆變器電源輸出電壓容易受電網輸入電壓的波動影響，輸入與輸出不隔離，輸出的電壓品質因數差、諧波含量大、負載使用效率低。
2、斬波降壓逆變方式
斬波降壓加逆變方式的輔助電源電路結構主要由單管DC/DC斬波器、二點式逆變器、三相濾波器、隔離變壓器和整流電路組成。逆變器輸出經過三相濾波后，輸出穩定的正弦三相交流電壓，作為驅動空調機、風機等三相交流負載電源，同時三相交流電壓經變壓器和整流后，可實現電源的多路直流輸出。其特點如下。三相逆變器輸出電壓不受輸入電網電壓波動的影響，DC/DC斬波的閉環控制可以保持逆變器輸入電壓的恒定。每臺輔助逆變電源斬波器只需一只大功率高壓IGBT元件，逆變器可以采用較低電壓的IGPT元件。由于逆變器輸入電壓恒定，對于只要求#+#，控制的逆變器來說，只需要一定數量的梯波輸出，即可保證逆變器輸出穩定的脈寬調制電壓，諧波含量小于5%。斬波器分散布置在每臺車的電源上，機組結構統一。對于供電網，雖然每臺電源斬波的開關頻率相同，但它們之間的斬波相位差是隨機的，同樣可實現斬波器多相多重斬波作用。隔離變壓器的使用實現了電網輸入與輸出負載之間的電氣隔離。（圖一）
3、兩重斬波降壓逆變方式
與單管直接DC/DC斬波降壓逆變方式的輔助電源電路基本相同，兩重斬波器替代了DC/DC單管斬波器，開關元器件可采用GTO或IGBT。其特點是采用兩重斬波器，當上、下兩個斬波器控制相位互相錯開180°時，可以使斬波器的開關頻率相應提高一倍，因而可大大減小濾波裝置的體積和重量，降低逆變器中間直流環節電壓的脈動量，提高輔助逆變電源的抗干擾能力。兩重斬波器閉環控制起到了穩壓和變壓作用，因此可提高逆變器的輸出效率。兩重DC/DC斬波器與單管斬波器相比，開關元器件和斬波器的附件多了一倍，但管子的耐壓可降低一半，提高了元件的使用裕度和設備的安全可靠性。直流供電網與負載之間的變壓器隔離以及相應設計的濾波器，可以保證逆變器輸出的三相交流電壓諧波最小，且可降低對負載過充電壓的影響，提高負載的使用壽命。
4、升降壓斬波逆變方式
升降壓斬波加逆變的地鐵輔助電源的前級斬波是由一個平波電抗器及兩個開關管、二極管和儲能電抗器構成，升降壓斬波器本質上相當于兩相DC/DC直流變換器，控制系統采用PWM控制方式。兩個開關管交替通斷，按輸出電壓適當地控制脈沖寬度，可以獲得與輸入電壓相反的恒定直流輸出電壓。后級逆變輸出由兩點式三相逆變器和三相濾波器組成。斬波器和逆變器開關元器件可采用GTO或IGBT，IPM等。此電路的特點是：電網電壓的波動不影響斬波器輸出電壓的恒定穩定，當電網電壓高于斬波器輸出電壓時，斬波器按降壓斬波控制方式工作；當電網電壓低于斬波器輸出電壓時，斬波器按升壓斬波控制方式工作。兩個開關管的交替導通和關斷，提高了斬波開關頻率，降低了儲能電抗器體積和容量以及開關器件的電壓應力，減小了輸出電壓的脈動量。
綜上所述，采用靜止輔助逆變電源代替傳統的直流發電機組供電裝置，已是地鐵與輕軌城市軌道交通發展的必然趨勢。靜止輔助逆變電源方案的選擇，應結合國內電力電子技術的發展、元器件的使用水平以及國外地鐵電動車組輔助逆變電源的發展方向，研制和開發出適合我國城市軌道交通地鐵和輕軌車輛的輔助逆變供電系統。地鐵靜止輔助逆變電源的研制成功標志著我們已具備了開發和生產國產化地鐵輔助電源的能力。
參考文獻：
第5篇：逆變電源的設計范文
【關鍵詞】通信設備；電源；改造；可靠性
1改造背景
揚州地區電力通信網經過多年來不斷的建設與發展，已經形成了光纖通信和微波通信為主要通信方式的一個綜合數據傳輸平臺，承載著信息管理系統、調度生產管理系統、保護安控系統、可視會議系統、行政、調度交換機系統等多種業務。擔負著揚州轄區內三級以上的通信設備的運行維護工作，以及揚州地區市到縣通信網和城區網的運維工作。
圖1為早期的通信機房電源系統框圖，從中可以看出，直流負載由于有蓄電池組作為后備電源，在市電供電異常的情況下，能保持穩定工作。但交流負載卻會有斷電情況的發生，因為不管是自動還是手動切換，只要是機械切換方式，交流無輸出的時間段足以引起交流負載復位。好在時間比較短，通信設備恢復起來也比較快，而且這種現象的發生也比較偶然，所以也能接受。
通過增加1套并聯式逆變電源系統，可有效避免了交流負載斷電情況的發生，做到了同直流負載一樣不受市電輸入切換的影響。
該逆變電源系統的工作原理是：正常情況下有-48V直流供電，逆變后產生220V交流電，經配電后供交流負載。當-48V直流供電異常或需要檢修時，可通過靜態開關自動或手動切換到交流供電，正常后可手動恢復到逆變工作狀態。在切換過程中，交流輸出不會中斷。
整流通信電源的負載率越來越大，越來越有必要切斷逆變電源的供電，這樣才能使整流通信電源的負載率處于合理的范圍內。同時也是考慮到當發生斷電時，按當初負載容量配置的后備蓄電池組同時供不斷增大的交流負載和直流負載持續穩定的供電時間會大打折扣，出現嚴重問題的概率有明顯的上升，這些不得不防范。
原有的的逆變系統設計容量偏小，只能負載容量為40A以下的通信設備，隨著公司的電網的大力發展，負載容量已接近極限，擴容勢在必行。
交流負載接線有待完善，先有不少具有雙交流輸入電源模塊的服務器設備，雖然有了冗余功能，但卻是單電源引入，萬一該路斷電，還是造成設備停止工作，沒有更好地發揮該設備的雙電源冗余功能。
2改造方案
在STS屏內采用了3只單相輸入的STS靜態切換裝置，而不是采用1只三相靜態切換裝置來實現兩路三相輸入電源的切換。這樣進一步縮小了因STS故障對負載影響的范圍。為完全避免此類問題，今后隨著技術發展，可采用模塊化的帶熱插拔功能的STS裝置進行STS分配電源系統設計。
3改造過程
3.1UPS交流分配屏安裝
直接拆除原先的-48V直流輸入，220交流輸出的逆變電源系統，利用大容量UPS電源系統作為主備輸入。具體實施過程如下：
（1）將UPS交流分配屏安裝在原先的容量為40A的逆變電源屏旁邊。
第6篇：逆變電源的設計范文
關鍵詞：開關電源；Matlab；正弦波逆變器；脈寬調制
中圖分類號：TP391 文獻標識碼：A 文章編號：1004-373X(2009)04-001-03
Simulation Research of Switching Power Supply Based on PWM
WANG Bing,ZHANG Runhe,SUN Yanxia
(Information Engineering College,Inner Mongolia University of Technology,Hohhot,010051,China)
Abstract：The switching power-supply system can be symbolized by mathematical model or nonlinear control model.A discrete and nonlinear simulation model of switching power supply is established by Matlab,it is used in the simulation of the 220V high frequency switching power supply.The simulation analyzes the working process and dynamic characteristics of inverter,as well as the input voltage,spectrum and THD (Total Harmonic Distortion) of inverter.The waveform of output voltage is analyzed and conclusion is drawn.The results indicate that:its harmonic content is quite few and the stable state performance is good.
Keywords：switching power supply;Matlab;sine wave inverter;pulse width modulation
0 引 言
通過數學的方法，把小功率開關電源系統表示成數學模型和非線性控制模型，建立一種開關電源全系統的仿真模型，提高了仿真速度。Matlab是一個高級的數學分析軟件，Simulink是運行在Matlab環境下，用于建模、仿真和分析動態系統的軟件包，它支持連續、離散及兩者混合的線性及非線性系統。
在Matlab 5.2中推出了電力系統工具箱，該工具箱可以與Simulink配合使用，能夠更方便地對電力電子系統進行仿真。隨著電源技術的發展，PWM控制的開關電源得到了廣泛的研究和應用，如通信電源，機車電源等。這里以220 V高頻開關電源為研究對象，建立模型。該電源采用脈寬調制控制方式，實現了減輕重量、縮小體積、提高精度等多項指標要求，在開關電源的系統模型研究中極具代表性。主回路采用DC-HFAC-DC-LFAC結構［1］，并利用Matlab建立一個離散的、非線性的模型。分別對系統進行開環和閉環仿真，并對仿真結果進行比較與分析。
1 電路原理圖
電路原理如圖1所示。
圖1 逆變電源原理圖
2 仿真電路
圖2中各子模塊的仿真模型如圖3～圖10所示。該系統的仿真參數為：直流升壓電路仿真參數設置：工作頻率f=20 kHz；變壓器變比k=13；輸出濾波L=8 μH,C=300 μF。全橋逆變電路仿真參數設置：工作頻率f=25 kHz，輸出濾波L=80 mH,C=100 μF。這里設置相應仿真參數進行仿真調試。
圖2 逆變電源Simulink仿真模型
2.1 輸入回路的建模
使用電力系統工具箱的電源模塊以及電阻電容模塊可以很便捷地建立輸入回路的仿真模型。輸入采用兩級LC直流輸入濾波技術［2］，在保證穩態濾波效果的同時，限制了瞬態諧振峰值，具有無功耗，高衰減，可控諧振峰值等優點。
圖3 輸入模塊仿真模型
2.2 DC-DC回路的建模
由圖1可知，輸出回路中的整流二極管不能流過反向電流，這也是一個非線性環節，建立非線性的數學模型。
2.2.1 DC-DC主電路的建模
根據圖1可知，濾波電感中電流為：
IL=1L∫ULdt=1L∫(Ui－UF)dt（1）
式中：Ui為不控整流的輸出電壓；UF為負載電壓；UL為電感電壓；負載電壓為：
UF=UC=1C∫ICdt=1C∫(IL－IF)dt（2）
式中：UC電容電壓；IL為電感電流；IC為電容電流；IF為負載電流。
圖4 DC-DC升壓電路仿真模型
2.2.2 PI調節器的建模
比例積分調節器仿真模型（PI）如圖5所示。
PI調節器的輸出波形如圖6所示。
2.2.3 PWM控制器的建模
仿真利用積分關系來產生三角波，Simulink中Sources有脈沖發生器(Pulse Generator)，使其產生頻率為20 kHz，幅值為4×104，占空比為50%的信號。
圖5 比例積分調節器仿真模型（PI）
圖6 PI調節器的輸出波形
圖7 脈沖寬度調制模型仿真模塊（PWM）
圖8 三角波與脈沖波的仿真結果
2.3 逆變電路的建模
逆變電路仿真模型（Inverter）如圖9所示。
2.3.1 PI調節器的建模
比例積分調節器仿真模型（PI1）如圖10所示,其輸出波形如圖11所示。
2.3.2 SPWM的建模
正弦寬度調制模型仿真模塊（SPWM）如圖12所示。
圖9 逆變電路仿真模型
圖10 比例積分調節器仿真模型（PI1）
圖11 PI1調節器的輸出波形
圖12 正弦寬度調制模型仿真模塊（SPWM）
2.4 輸出回路的建模
輸出及顯示模塊仿真模型（output）如圖13所示。
圖13 輸出及顯示模塊仿真模型（output）
3 仿真結果
建立Simulink系統仿真模型，仿真模型設置仿真時間0.3 s，并選擇變步長的ode15算法，在輸入電壓為48 V，負載為額定負載情況下，啟動仿真可得其輸出波形，輸出電壓波形圖和THD頻譜圖如圖14和圖15所示。
3.1 開環仿真
開環仿真如圖14所示。
3.2 閉環仿真
閉環仿真如圖15所示。
圖14 開環仿真圖
圖15 閉環仿真圖
從頻譜分析上可以看出，開環時，總諧波系數（THD）為3.02％，且三次諧波含量比較大。閉環時，總諧波系數（THD）為0.07％，諧波含量非常少。
從電壓波形上可以看出，開環時電壓輸出波形在第3個周期才達到穩定，而閉環時在第2個周期就達到了穩定，所以閉環時電壓達到穩定值的速度比開環時要快。
4 結 語
該模型不僅可用于來考查系統內部主要狀態的瞬態變化過程，還可用于來對控制回路進行分析和設計。這對于提高控制系統的性能具有現實意義和研究價值。用數學方法實現開關電源系統的建模，選擇仿真時間為0.3 s，完成仿真只要40 s左右，不僅避免了其他工具的極慢仿真速度，還提高了仿真的可靠性。Simulink是控制系統仿真的一種功能完善、實現系統控制容易、構造模型簡單的強大的動態仿真工具。
參 考 文 獻
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作者簡介 王 冰 男，1983年出生，山東菏澤人，碩士研究生。研究方向為電力電子與電力傳動。
張潤和 男，1960年出生，內蒙古人，副教授。主要研究方向為電力電子與電力傳動。
第7篇：逆變電源的設計范文
關鍵詞：PIC單片機；正弦脈寬調制；逆變電源；仿真
作者簡介：賀輝（1963-），男，山東聊城人，河北省精密數控專用設備工程技術研究中心，工程師。（河北 保定 071000）馬t明（1991-），女，河北保定人，燕山大學電氣工程學院本科生。（河北 秦皇島 066004）
基金項目：本文系河北省重大科技創新項目資助課題（課題編號：122121012）的研究成果。
中圖分類號：TM464 文獻標識碼：A 文章編號：1007-0079（2013）02-0227-02
隨著科學技術的進步，電源質量越來越成為各種電氣設備正常和良好工作的基礎。電源技術領域的一個持續的研究課題即是研究作為電子信息產業命脈的電源的可靠性和穩定性。而逆變器作為電源的核心部分，其調制技術很大程度上決定了電源輸出電壓的質量。目前最常用的調制技術是正弦脈寬調制（SPWM）。隨著單片機的出現及其廣泛應用，智能化控制方法已經逐漸替代傳統的分立元件電路產生方法或是專用芯片產生方法。智能化逆變電源的優勢在于它不僅能實現調制信號的輸出，還為系統數據參數的監控、處理及顯示提供接口。同時它與現代計算機技術更好地結合產生了故障自診斷和自我保護功能，可提高系統的穩定性。
在充分考慮工業控制成本及穩定性要求的前提下，本設計采用PIC單片機作為控制核心，再輔助相關外部電路，組成一個具有穩定和智能化等優點的逆變電源控制系統。
一、具體電路設計
單相橋式逆變電路如圖1所示。[1]電路正常工作情況下，兩對開關管需要兩組相位相反的驅動脈沖分別控制，使VT1、VT4同時通斷和VT2、VT3同時通斷。輸入直流電壓為220VAC，逆變器的負載為R。當開關VT1、VT4接通，VT2、VT3斷開時時，電流流過VT1、R和VT4，負載上的電壓極性是左正右負；當開關VT1、VT4斷開，VT2、VT3接通時，電流流過VT2、R和VT3，負載上的電壓極性反向，直流電即轉變為交流電。若要改變輸出交流電頻率，改變兩組開關的切換頻率即可，繼而得到正負半周對稱的交流方波電壓。負載為純阻型時，負載電流電壓波形相同，相位也相同；負載為感性時，電流滯后于電壓，二者波形不同。輸出為相當于三個差120°相位的單相逆變電路的疊加，即三相逆變，其原理不再贅述。
二、產生PWM波芯片選擇
本設計電路為單相全橋逆變電路，其主電路是典型的DC-AC逆變電路。由單片機對LC濾波后的電壓進行AD采樣，把所得的數據輸入到PIC16F873單片機，由PIC16F873單片機芯片對數據進行處理，并輸出相應的SPWM信號給IR2136驅動電路，控制逆變電路的開關管通斷，從而控制逆變器的輸出，調節電流監測系統的工作溫度，保護控制系統電路。另設有鍵盤、控制頻率及幅值，同時顯示模塊，用于顯示系統的工作狀態。
PIC16F873單片機電路是此系統的控制核心電路，主要發揮以下兩個方面的作用：為驅動電路提供SPWM控制信號，控制逆變橋的通斷；對輸出電壓進行AD采樣。
集成電路IR2136芯片主要作用是產生相應的觸發電平來控制逆變電路的開關管通斷，從而控制逆變器的輸出。除此以外，由于系統輸出的不僅有SPWM波，還包含低次以及高次諧波。本設計采用了LC濾波電路以達到最終輸入標準正弦波的目的。[2]ω=2R/L為其截止角頻率，R為公稱阻抗，設截止頻率為fc，則有：
L=2R/w= （1）
C=L/R2= （2）
三、系統軟件設計
軟件設計的核心部分是SPWM信號的產生。本設計采用三角波作為載波、正弦波作調制波的對稱規則采樣法較為經典，得到一系列幅值相等但寬度不等的矩形波。然后使用在線計算的方法計算矩形波的占空比：[3]
設N為載波調制波比，即有N=fc/fr。其中fc為載波頻率，fr為調制波頻率。本系統的SPWM信號由單片機產生，故載波頻率可由下式計算：
fc=fOC1BPFCPWM= （3）
其中，變量N代表分頻因子（1、8、64、256或1024），fclki/o是MCU時鐘。
設M=UR/UC，為調制深度，其一般取值范圍為0～1，其中UC為載波幅值，UR為調制波幅值。改變調制波的幅值就能使輸出的基波電壓幅值發生變化。
根據規則采樣法的原理，假設一個周期內有N個矩形波，則第i個矩形波的占空比Di為：
Di=0.5+0.5Msin （4）
通過設置單片機，利用上述公式計算出占空比使之與計數器的TOP值相乘形成一個正弦表。然后將數據送到比較寄存器中，配置單片機I/O口寄存器，在PD4口輸出SPWM信號。整個SPWM產生程序流程圖及實時反饋圖如圖2：
常用的正弦調制法分為同步調制法和異步調制法。同步調制法在調制波的頻率很低時，容易產生不易濾掉的諧波，而當調制波頻率過高時，開關元件又難以承受；異步調制法的輸出波形對稱性差，脈沖相位和個數不固定。本軟件設計時采用了分段同步調制法，[4-6]吸收上述兩種方法的優點，且很好地克服各自的缺點，得到特性較好的正弦波。其具體操作為：把調制波頻率分為幾個載波比不相同的頻段，在各個頻段內保持載波比恒定，通過配置單片機內部的載波頻率實現輸出基波頻率的變化，即改變計數器的TOP值，實現調頻功能。選取的原則為：輸出頻率高的頻段采用低載波比，輸出頻率低的頻段采用高載波比。同時，載波比選取為3的倍數以得到嚴格對稱的雙極性SPWM信號。本系統中將頻段分成五段，具體見表1：
對輸出電壓的實時反饋是軟件設計的關鍵部分。電網的波動或是負載的變化可能導致輸出電壓不穩定，因此為了實現輸出電壓的動態穩定特性，在系統中加入PID增量數字閉環控制，公式如下：
（5）
根據單片機編程需要，將上式做如下改變：
（6）
其中Kp=1/σ是比例系數，Kl=KpT/Tl是積分系數，Kl=KpTD/T是微分系數。結合單片機中的A/D轉換功能模塊與PID閉環控制，可以很好地修正各開關周期的脈寬，達到動態穩定的目的。
四、逆變仿真結果
在逆變部分的仿真中，本系統使用的是MATLAB中的SIMULINK組件。電路原理為利用PIC16F873單片機輸出PWM波控制IR2136進而控制晶閘管的柵極導通，從而實現變頻調幅。
在此三相逆變電路中，運用三相全橋進行LC濾波之后得到輸出。同時，該系統中還包括一個電壓負反饋和一個電流負反饋系統。這樣的設計可以對一些擾動起到一定的抵抗作用，使得輸出的三相電壓較為穩定，有較好的相角裕度和一定的幅值裕度，但在實際的逆變過程中可能出現同一橋臂的兩個IGBT同時導通所導致的短路現象。考慮上述情況后，對上述電路原理圖進行了改進，如下圖3所示，加入了死區，其仿真結果如圖4所示：
在圖4中波形在下波峰處發生畸變，這是由于在下橋臂上引入了死區非線性所導致的結果，屬于附加畸變。
五、結論
上述的實驗結果表明，工業條件下對于電源的要求可通過利用PIC16F873單片機輸出PWM波控制IR2136進而控制晶閘管的柵極導通的方法實現，且該方法具有諧波較小、濾波電路較為簡單的優點。因此，它在高性能中變頻調速、直流并網等領域有著廣泛的應用前景。同時，采用單片機來產生SPWM信號有著不可比擬的優勢，是智能化電源領域的必然發展趨勢。
參考文獻：
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第8篇：逆變電源的設計范文
【關鍵詞】交直流一體化；電源；系統智能化
1 傳統變電所站用電源分散設計存在的問題
一直以來，變電站站用電源包括交流電源系統、直流電源系統、UPS不間斷電源系統、通信電源系統等，每個系統采用分散設計，獨立組屏，不同設備由不同的供應商生產、安裝、調試，各個供電子系統也分配不同的專業人員管理。這種分散設計與管理，存在著諸多問題：
1）站用變電源難以實現網絡化系統管理
由于交流系統、直流系統等設備由不同廠家提供，所以通信規約一般不兼容，很難實現網絡化系統管理，自動化程度低。由于沒有統一的監控設備對整個站用電源進行管理，不能實現系統數據共享，無法進行站用電源協調聯動、狀態檢修等深層次開發應用。
2）設備管理的可靠性降低
由于占用所有設備的信息不能網絡共享，對于一些設備的故障和報警不能夠綜合分析和管理，不同專業的巡檢人員分別管理各個電源子系統，缺乏對系統的綜合分析判斷，及時發現事故隱患。
3）重復運用、經濟性較差
站用變中各系統設備由不同供應商提供，缺乏綜合性考慮，造成配置重復使用，一次性投資顯著增加。如：直流電源，UPS不間斷電源、通訊電源分別配置獨立的蓄電池，浪費嚴重；交流系統配置電源自動切換設備（ATS），充電模塊的交流輸入側又重復配置，既浪費又影響設備之間協調運行。
4）設備維護不方便，增加成本
由于供應商之間利益與管理的差異性比較大，當設備出現故障的情況下，各個廠家到現場處理問題的速度不同，缺乏統一性的溝通，使處理問題的效率降低。
站用變的所有設備分配不同專業人員進行管理：交流系統與直流系統由變電人員進行運行維護，UPS由自動化人員進行維護，通信電源由通信人員維護。人力資源不能總體調配，通信電源、UPS等也沒有納入變電嚴格的巡檢范圍，可靠性得不到保障。
2 智能一體化電源設計方案及特點
圖1 一體化電源一次原理圖
通過上述對站用變設備分散設計存在的問題，針對性提出了智能交直流一體化電源的設計思路，來實現：第一，建立站用電源統一網絡智能平臺；第二，消除站用電源隱患；第三，提高站用電源管理水平；第四，進行深層次開發，提高站用電源安全與智能化水平。
1）智能交直流一體電源的定義
站用交直流一體化電源系統是指：將站用交流電源系統、直流電源系統、逆變電源系統、通信電源系統統一設計、生產、調試、售后服務，通過網絡通信、設計優化、系統聯動方法，實現站用電源安全化、網絡智能化設計，達到效益最大化目標。
智能站用電源交直流一體化系統包括：交流電源子系統、直流電源子系統、逆變電源子系統、通信電源子系統、一體化監控子系統。
2）技術優勢
智能交直流一體化電源系并不是對交流、直流等子系統的簡單拼裝，其主要技術特征表現在：
（1）網絡智能化設計：通過一體化監控器對站用交流電源、直流電源、逆變電源、通信電源進行統一監控，建立統一的信息共享平臺，實現網絡智能化。支持61850通訊規約。
（2）對交流子系統進行安全、智能化設計：①進線采用ATS自動轉化開關、實現電氣與機械雙閉鎖；②饋線采用固定式安裝技術；③統一監控管理，實現“四遙”功能等。
（3）優化蓄電池配置：①可取消UPS，使用逆變器直接掛于直流母線代替；②取消通信蓄電池組及充電設備，使用DC/DC變換器直接掛于直流母線代替。
3） 智能交直流一體化電源的特點
（1）實現對站用電源網絡化、智能化、一體化程度的提高
對站用電源中的交流系統、直流系統、逆變電源系統、通信進行統一監控和管理，能夠合理解決原有廠家分散設計造成的通訊規約不兼容等問題，提高系統網絡化、智能化程度。
①各個子系統智能監控機通過通信網絡連接到一體化總監控，一體化監控器1個通信口、一種規約接入綜自/調度系統；
②在一體化電源的總監控就可以查看各子系統的電壓、電流、開關量等數據，通過修改系統參數、運行方式、遙控開關，實現站用電源“四遙”功能；
③統一的信息共享平臺，可以提高站用電源綜合自動化應用水平。
（2）提高站用電源的安全性、可靠性
所有設備均采用成熟可靠技術，其本身不存在任何技術風險，通過一體化設計可以有效避免站用電源的安全隱患。
①蓄電池一體化設計，避免了UPS蓄電池與通信電源蓄電池維護不精細、損壞不能及時發現的問題
②對站用變電源出現的某一處故障進行綜合分析，及時發現潛在問題；
（3）提高站用電源管理水平
一體化電源便于集中管理全站電源系統，提高站用電源的整體管理水平。由固定維護人員同時管理、維護全站電源，便于統一調配人力資源；將通信電源、UPS等納入到整個系統當中，便于對信息的進行綜合分析，及時發現事故隱患。
【參考文獻】
第9篇：逆變電源的設計范文
【關鍵詞】模塊化UPS；逆變器并聯；下垂控制；無互聯線控制
不間斷電源UPS（Uninterrupted Power Supply）出現于上世紀80年代，它解決了傳統市電直接供電模式下電能質量差、可靠性低等問題，并開始為重要負載提供電能保障。隨著用電負載對供電容量、可靠性方面越來越高的要求，傳統UPS暴露出了諸如擴容難、維修性差不足。為解決這些問題并進一步滿足用戶對電能的質量和可靠性要求，基于高頻鏈的模塊化UPS技術正被廣泛關注和研究。模塊化UPS采用N+X冗余供電，在擴展性、可靠性和維修性方面較傳統UPS有了長足的進步，成為未來UPS發展的一個重要方向。實現模塊化的關鍵是逆變模塊之間的并聯均流控制，要求各個模塊同步輸出，即同幅、同頻、同相，否則在逆變器間將會產生很大的環流，對并聯系統造成不良影響甚至崩潰。
近年來隨著數字信號處理器的廣泛應用，極大地推進了UPS逆變模塊并聯均流控制技術的發展。實現逆變器并聯均流控制的方法很多，就模塊間有無控制連線而言，逆變器并聯控制技術可分為有互聯線逆變器并聯控制和無互聯線逆變器并聯控制兩大類。有互聯線逆變器并聯控制的主要思想是從傳統直流電源的并聯技術而來，是一種主動負載均分技術，使用較多的主要有集中控制、主從控制、分散邏輯控制。其中集中控制和主從控制在任意時刻都依靠于一個控制單元；分散邏輯控制是獨立控制方式，可實現模塊自我控制。盡管使用這些控制技術已經相對成熟，并且在輸出電壓調節和模塊均流方面都取得了不錯的效果，但是模塊間不可或缺的信號連線卻始終制約著有互聯線逆變器控制技術的發展，并極大地降低了系統的可靠性和擴展性。無互聯線逆變器控制的主要思想來源于下垂特性理論。針對逆變器輸出的有功功率及無功功率，通過調節逆變器輸出電壓的幅值及頻率，實現逆變模塊間均流控制，相比有互聯線控制，由于無互聯線控制中逆變模塊之間沒有互聯線，每個模塊只需檢測本模塊輸出信息，通過解耦計算就可直接得到控制信號實現對自身的控制，所以基于下垂法的無互聯線控制具有很高的可靠性和靈活性。
1.環流分析
理想UPS中每個逆變模塊的輸出電流應相等以實現輸出功率的均分，然而實際制作中每個逆變器模塊的參數無法完全一致，加之線路阻抗的不同，使得各逆變模塊輸出電壓的幅值和相位無法在任意時刻精確相等，導致各逆變模塊間輸出功率均分和電流無法精確均分，這將引起逆變器模塊間的環流，對設備造成極大傷害，尤其是在系統空載或者輕載的情況之下甚至損壞系統，因為當模塊間出現環流時，有的模塊將吸收有功功率，從而運行在整流模式，這將導致直流側電壓上升，并對直流側電容造成損壞。
因此對逆變器間環流進行分析十分重要，為此我們建立如圖1所示的兩臺逆變器并聯系統等效模型：
設E1∠φ1、E2∠φ2分別為逆變器1和逆變器2的出電壓；r1+jX1和r2+jX2分別為逆變器1和2的輸出阻抗和導線阻抗之和，負載為R，且負載電壓為V
根據歐姆定律可以得到：
（1）
（2）
（3）
將式（1）、（2）帶入式（3）中，并假設在并聯系統中輸出阻抗和線路阻抗中的阻性成份r1=r2≈0；系統并聯運行時，逆變器間的輸出電壓相位差別很小，使得sinφi=φi，cosφi=1；逆變器模塊組成部分參數差異不大，近似認為X1=X2=X。
得到經過簡化后的有功功率和無功功率為：
（4）
（5）
對式（4）兩邊同時微分可得：
（6）
由于φ《E，所以ΔE×φ《E×Δφ，且ΔE×Δφ的值很小，故簡化得到：
（7）
同理可得：
（8）
由此可知，在實際系統中由于每臺逆變器模塊的輸出阻抗不同，導致逆變器模塊間輸出電壓產生幅值差和相位差，使得各逆變器輸出有功無功不均，形成環流。然而可以通過對輸出電壓的幅值和相位進行調節，實現對有功無功的控制。為了避免環流的產生，人們提出了許多控制策略，但就并聯UPS模塊間有無互聯線而言，可分為兩大類，即有互聯線逆變器并聯控制和無互聯線逆變器并聯控制。下面將對這兩類控制方式依次介紹。
2.有互聯線逆變器并聯控制
2.1 集中控制
集中控制思想為建立一個控制中心，對各模塊輸出電壓電流信息統一收集并處理，且所有逆變模塊的控制指令由控制模塊統一下達。其原理框圖如圖2所示，假設各單元中電流差是由電壓幅值不一致造成的，直接把電流差作為電壓指令的補償量以消除電流的不平衡。
圖2 集中控制原理框圖
如圖2所示，并聯控制單元首先檢測交流母線電壓的頻率和相位，以此為基準，得到輸出電壓參考頻率f*，通過每個逆變模塊中的鎖相環PLL（PhaseLockLoop）進行鎖相，使得每個逆變器輸出電壓頻率一致；然后檢測負載電流iL，iL除以并聯模塊數N后得到參考電流iref，用本模塊輸出電流i減去參考電流iref后得到的Δi作為輸出電壓補償量，計算得到輸出電壓參考值V*；最后用V*與f*合成參考電壓Vref，實現輸出功率和電流的均分。
集中控制是最早出現的控制方法，其原理相對單且易于實現，但是由于系統共用一個集中控制中心，一方面使得并聯系統難以實現真正的模塊化，另一方面如果該控制單元出現故障，則整個系統就會癱瘓，無法運用到大型分布式系統之中。
2.2 主從控制
人們為了解決集中控制下由于控制中心唯一造成的系統可靠性較差問題，開始將控制單元做到每臺逆變電源中，運行時選擇一臺主控逆變電源負責完成并聯控制功能，其他逆變電源做從機，這就是主從控制基本思想。傳統主從控制主要分為三類：單主機模式、輪流主機模式和最大電流主機模式。并聯系統工作時首先起動的逆變電源為主機，行使控制功能，其他逆變電源則為從機，依照主機給出的同步基準信號工作。這種方式克服了集中控制下控制單元出現故障逆變電源就不能運行的缺陷，只要仍有逆變電源正常工作，就可切換主機并繼續運行。圖3給出了主從控制原理框圖。
圖3 主從控制原理框圖
主從控制系統中增加了并聯網絡狀態的傳輸信號線BL、反映模塊狀態的主從標志MI以及可控開關K，若一個模塊被選為主模塊，則該模塊將向網絡狀態信號線發出信號，標志此時系統內已有主機，同時閉合開關K，將本模塊計算得到的控制信號通過公共同步基準信號線傳遞給其余從模塊；對于其余從模塊而言，啟動時檢測到網絡狀態線BL=1，說明此時系統有主機，則開始接收主模塊傳遞的控制信號對本模塊進行控制。
這樣，主模塊以電壓源逆變器運行，而從模塊以電流源逆變器運行。主從控制較集中控制的可靠性有所提高，當主模塊失效時，系統中任意一個從模塊將會取代主模塊的角色為整個系統提供輸出電流參考信號，以避免整個系統的失效。然而從主模塊故障，到從模塊切換為主模塊過程中系統可能因失去同步而出現大規模失效，同時各模塊的控制邏輯判斷電路復雜，故可靠性不高。
2.3 分散邏輯控制
從集中控制發展到主從控制，都未能解決系統在任意時刻需要一個控制單元而造成的穩定性和可靠性差的問題。人們設計出一種不依賴于集中控制單元或某個主模塊的控制策略，實現獨立檢測、控制本模塊工作狀態并合理分配模塊間的輸出功率、抑制環流的方法，稱為“獨立并聯控制技術”。如圖4所示為分散邏輯控制原理框圖。
圖4 分散邏輯控制原理框圖
如圖4所示，單個逆變模塊通過信號總線接收其余各模塊輸出信息，計算后得到輸出電流平均值I/n作為本模塊的參考輸出電流，模塊實際輸出電流與參考輸出電流之差ΔI經過電流環后得到輸出電壓參考幅值U*，輸出電壓參考頻率f*則通過鎖相環對交流母線電壓鎖相后得到，最后合成輸出電壓參考Uref，實現模塊間的均流控制。
分散邏輯控制綜合系統中各逆變器輸出信號，計算并得出控制信號，這種方式可實現真正的N+1并聯運行，當一個模塊故障退出時，并不影響其他模塊的并聯運行。相對于集中控制和主從控制，分散邏輯控制去掉了集中控制單元，更容易實現擴容和冗余，可靠性也得到提高，但是作為有互聯線控制策略的一種，各逆變模塊之間仍存在控制互聯線，使得整個系統會變得復雜，可靠性低。
3.無互聯線逆變器并聯控制
綜上所述，可以看出隨著有互聯線控制策略的發展，逆變器并聯系統的可靠性和冗余性有了很大提高，但正是模塊間互聯線的存在，系統不僅可靠性和靈活性仍然受到很大制約，且干擾嚴重，無法適應現代電源從傳統集中式供電到分布式供電的轉變，因此人們開始探索一種取消模塊間互聯線的控制方式，即無互連線并聯控制。
3.1 無互聯線并聯控制基本思路
在有的文獻當中，無互聯線控制技術又被稱作獨立控制和下垂控制，其核心思想來源于大型交流發電機實際工作中輸出電壓頻率隨著輸出功率增加而下降這一現象。無互聯線控制下模塊檢測自身輸出電壓和電流，通過計算得到本模塊控制信號并進行控制，實現均流。其理論依據為：如式（7）、（8）推導，通過利用逆變器輸出有功與輸出電壓頻率、輸出無功與輸出電壓幅值之間存在下垂關系，通過控制輸出電壓的幅值與頻率，調節模塊輸出有功無功。
如圖5所示為無互聯線控制原理框圖，使用無互聯線控制每個模塊僅采集本模塊輸出量信息，經過一定算法的計算后就可以形成控制信號，不再需要收集其余逆變模塊狀態信息，真正實現了模塊間的電氣隔離，整個系統的可靠性和靈活性得到了很大提高，無互聯線控制的優點有：系統中模塊完全獨立，易實現冗余系統，提高了系統的可靠度；系統易實現安裝和擴容；系統抗外界干擾能力加強。但是，無互聯線控制也存在控制方式復雜，難于實現高速數字化等不足。
圖5 無互聯線控制原理框圖
3.2 基于電力線通信的無互聯線逆變器并聯控制
電力線通信并聯基本思想和分散邏輯控制相同，只不過是通過擴頻芯片將逆變器模塊的信息疊加到交流母線上進行傳播，當信號傳輸到其余逆變模塊時，再通過信號解調芯片將信號分離出來供各逆變器模塊所共享。相對于有連線控制的并聯系統，電力線通信控制的并聯系統確實可以提高系統的穩定性，而且可以獲得較好的均流效果，但是由于采用了信號調制和解調芯片，一方面增加了成本，另一方面由于在輸出交流母線上疊加了高頻信號，不僅降低了輸出電壓波形的質量，而且控制系統易受到電磁信號的干擾，因此系統的電磁兼容性較差。
4.結論
本文介紹了幾種逆變器并聯的主要方法，隨著供電模式的改變和用戶對電能質量要求的提高，UPS模塊化已成為UPS的發展方向，而UPS逆變器并聯控制技術也成為實現UPS模塊化的核心技術，縱向比較有互聯線控制和無互聯線控制可知道，有互聯線控制相對比較成熟，但是受到互聯線的制約，發展前景極為有限；相反由于模塊間無互聯線，模塊真正意義上實現了電氣隔離，無互聯線控制必將成為未來UPS逆變器并聯控制技術的發展方向。
參考文獻
[1]段善旭.模塊化逆變電源全數字化并聯控制技術研究[D].武漢：華中理工大學，1999.
